无源控制（精选十篇）

无源控制（精选十篇）

无源控制 篇1

1 国内外对交流电动机控制技术的相关研究现状

1.1 交流电动机速度控制主电路与控制电路

事实上, 交流电动机的速度控制主要以大功率电力电子器件为主, 随着电力电子技术的发展, 交流电动机控制理论被广泛使用, 这也给交流电机拖动的开发提供了良好的环境和基础。目前, 控制电路主要还是以DSP和单片机为主, 电子控制器的数字化控制发展使得设备的性能大大提升, 控制算法也得到了进一步的优化, 模糊控制、神经网络控制等复杂控制也逐渐被应用起来。作为电机调速的重要组成部分, 智能功率模板成为了新一代的主控电路, 通过将功率开关期间和驱动电路进行集成, 内设过电压、过电流等故障检测电路, 将检测信号传输到CPU中。它由高速低功耗的管芯与优化门极驱动电路、快速保护电路等部件构成, 能够在发生负载事故或者使用不恰当时, 也能保证智能功率模块安全稳定运行。

1.2 交流电动机的控制策略

早前的交流传动属于不可调传动, 而随着电子控制技术的飞速发展, 交流可调传动也逐渐开始广泛起来。常用的稳态模型控制方案主要由开环恒V/F比控制、闭环转差频率控制等。且前者是一种开环的控制方式, 与变压变频控制不同, 其不对速度进行反馈控制, 而闭环转差属于直接转矩控制, 因其实现了对电动机转矩的控制, 从而拥有较强的动态性能, 系统稳态误差也较小。基于交流电动机动态模型的控制方法分为矢量控制和直接转矩控制两种, 矢量控制实现了磁链与转矩的解耦, 可以进行独立控制, 而直接转矩控制的计算量小、静态和动态性能优良。

1.3 交流电动机非线性控制方法

前面说到, 交流电动机是一种非线性的对象, 而无论是矢量控制还是直接转矩控制, 都不能很好的对其动态过程进行描述。所以自适应控制、反馈线性化控制以及滑膜变结构控制等都为电动机的非线性控制提供了方式。自适应控制研究对象具有一定的不确定性, 包括描述被控对象、环境数学模型的不确定性, 以及一些未知因素和随机因素。这些不确定性有时是在系统内部, 而有时却在系统外部发生。从内部来讲, 描述被控对象的数学模型起结构与参数就具有很大的不确定性, 而这种基于数学模型的控制方法在电动机自适应控制中得到了很好的发挥。反馈线性化控制的整体较为精确, 适合系统的整个分析域。滑膜变结构控制能偶使系统结构随时变化的开关特征, 但当系统再不同滑膜轨迹中时, 频率切换可能伴随着高频的抖动。

2 交流电动机的无源性控制原理分析

2.1 系统无源性

无论是哪种机械系统, 如果没有外界能量加以支持, 其动能与势能之和总是趋近于零的, 且其系统速度、位移也是趋向于零的。简单了说, 系统稳定时, 如果缺少外界能量注入, 系统指挥消耗能量, 而这种能量不可能放大, 而只要停止向外界或者内容注入能量, 系统的能量之和必将趋近于零, 以此来达到稳定的状态。对于非线性系统来说, 公式中, u、y分别表示尾数相同的系统输入与输出, 其中f (0) =0, h (0) =0.

另外, 系统的无源性还是反应电机在运行过程中所消耗的能量特征。对于一般的能量供给量来说, 考虑s (u, y) 为单位时间内以外不注入能量为输出输入信号函数, 那么耗散的计算方法则为:

2.2 能量成形与无源性

因考虑到电机系统的能量成形与无源性, 通过成对的变量u Rm、y Rm与外界相连, 其结果满足能量平衡方程。

该方程表示系统存储的能量与外界供给能量和系统耗散的能量差相等。而公式中的H (x) 表示讷讷过量存储函数, x Rn表示状态向量, d (x (t) , t) 表示具有耗散效应的非负函数。满足能量平衡方程式的系统属于无源性控制系统, 且H (x) ≥c, 此时的c就表示能量函数的下界, y则表示无源输出。具体如图1所示。

2.3 感应电动机的无源性控制原理

感应电动机是交流电动机非线性、多变量以及强耦合特点表现明显的一个典型, 近年来, 随着非线性控制理论深入广泛的研究, 使得感应电机控制成为主导潮流。为了克服反馈线性化、无源性控制等需要考虑奇异点的问题, 无源性控制利用输出反馈使得电机闭环系统表现为无源映射, 从上面所提到的电机能量方程入手, 采用不影响其稳定性的无功力简化控制器设计。此时, 坐标的变化并不影响系统的无源性, 所以, 选择不同的输出函数与能量函数, 设计出多种无源性控制, 来实现对系统的全局稳定性控制。

3 交流电动机的自适应L2扰动抑制控制技术

进行交流电动机调速时, 常常会遇到因负载转矩存在扰动或者电机参数时变等因速度影响电动机的调速。此时, 如果仅仅适应状态误差PCH控制方法, 往往达不到理想的效果, 而采用无源性控制与自适应L2扰动抑制技术结合的方式, 能够有效提高控制效果, 达到所需性能要求。在电动机负载扰动但参数无变化的情况下, 利用L2增益扰动抑制和状态误差PCH控制结合可以推算出速度控制器;而当发生负载转矩存在扰动或者电机参数时变是, 就要通过自适应L2扰动抑制和状态PCH相结合的颁发来求得速度控制器。

当系统无缘时, 供给量s (u, y) =yTu就是耗散的, 因此系统的供给量就是s (u, y) =γ22-2是耗散的, 此时γ为整数, 那么就说无源系统有小于整数γ的L2增益。

针对异步电动机传动系统而言, 通过建立异步电动机端口受控哈密顿系统模型, 来构建闭环状态误差PCH系统。在互联和阻尼配置能量成形方法的基础上得到负载转矩恒定控制器, 如果想要单纯依靠这些方法来控制系统是不可能的。针对异步电动机传动系统中的负载转矩存在的扰动问题, 我们通过在异步电动机PCH控制的基础上, 采用L2增益控制方式设计控制器, 对负载转矩扰动进行抑制, 同时这种方式也能很好的消除稳态误差引入PI控制。根据相关仿真结果显示, 所提出的这种控制方式, 具有高效的转速跟踪性能和负载扰动抑制功能, 是异步电动机现代非线性控制的一种有效途径。

而对于永磁同步电动机而言, 针对PMSM速度控制负载扰动及参数时变的问题, 可以利用状态误差PCH控制原理来设计系统速度控制器。与此同时, 结合永磁同步电动机状态误差PCH控制, 通过自适应L2增益扰动抑制功能, 对负载转矩及参数时变扰动进行抑制。仿真结果显示, 利用L2扰动抑制技术可以有效的抑制系统负载扰动, 在PMSM定子电感、电阻变化情况下, 也可以使用自适应L2扰动抑制控制技术, 减少电机参数时变和负载扰动带来的影响, 进一步加强对电机转速的控制。

3 结束语

随着交流电动机的运用越来越广泛, 怎样有效的控制电机成为了领域内关注的焦点。本文介绍了交流电动机的无源性控制和扰动抑制技术, 利用公式和仿真结果证明了无源性控制与能量成形的关系, 并得出L2扰动抑制技术可以有效的抑制系统负载扰动。

参考文献

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[2]王杨.交流电动机的无源性控制与扰动抑制技术[D].青岛大学, 2013.

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[5]侯培言.PWM整流器的无源性控制与L2扰动抑制技术[D].青岛大学, 2014.

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有源和无源 篇2

有源音箱(ActiveSpeaker)又称为“主动式音箱”，通常是指带有功率放大器的音箱，如多媒体电脑音箱、有源超低音箱，以及一些新型的家庭影院有源音箱等。有源音箱由于内置了功放电路，使用者不必考虑与放大器匹配的问题，同时也便于用较低电平的音频信号直接驱动。此外，还有一些专业用内置功放电路的录音监听音箱和采用内置电子分频电路和放大器的电子分频音箱也可归入有源音箱范畴，

无源音箱(PassiveSpeaker)又称为“被动式音箱”。无源音箱即是我们通常采用的，内部不带功放电路的普通音箱。无源音箱虽不带放大器，但常常带有分频网络和阻抗补偿电路等。有源音箱通常标注了内置放大器的输出功率、输入阻抗和输入信号电平等参数。有源超低音箱则还标注了输入信号的频率特性(如全频带信号还是低频信号)、低通滤波器特性等参数。无源音箱一般标注阻抗、功率、频率范围等参数。

以太网无源光网络等 篇3

EPON由OLT(光线路终端)、ONU(光网络单元)、POS(无源光纤分支器)三部分组成。OLT既是一个交换机或路由器，又是一个多业务提供平台(MSTP)，提供面向无源光网络的接口；ONU则与用户相连；POS是连接OLT和ONU的设备，分发下行数据并集中上行数据。

EPON一般采用时分复用(TDMA)方式来实现，不需任何复杂的协议，光信号就能精确地传送到最终用户，来自终端用户的数据也能被集中传送到中心网络。EPON系统的关键技术有动态带宽分配、上行信道复用实现技术、以太网在PON上的成帧技术与实现技术、测距与延时补偿技术、突发信号的快速同步技术等等。

IEEE 802.3ah工作小组从2000年11月开始进行EPON的标准化工作。其工作重点放在EPON的媒体接入控制(MAC)协议上，其余将主要参照FSAN(全业务接入网)和ITU-T G.983建议。

自由空间光通信

自由空间光通信(Free Space Optics Communication, FSO)是宽带接入的手段之一，又称无纤光通信、大气光通信(AOC)等。它利用激光通信，但传输媒介是空气，而非光纤。FSO系统的主要组成部分是激光的发射、接收及少量的控制设备。

FSO由于采用激光，较无线接入、DSL(数字用户线)等技术有带宽大的优势；与光纤相比，FSO成本低且不需要预先铺设管线，可以在已经明确了有用户需求后再安装，用户不需要时也可很方便地拆除。据统计资料表明，在一栋大楼里铺设光缆需要4～10个月，而FSO的安装只要两三天，成本只有光纤的三分之一到十分之一。与固定无线接入相比，FSO工作在一个完全不受管制的频段，并具有保密性较好的特点，因为激光方向性好，任何阻碍激光传输的企图都容易暴露。

FSO的技术问题包括：

*克服天气(尤其是雾)的影响。雾中极小的水颗粒像棱镜一样会使光束信号发散。解决的办法一是定制合适链路距离的系统，二是对重要的路由备份。

*光链路两端的对准与保持。由于在风力和其它因素的作用下，建筑物会有移动和摇摆，所以激光器节点应具备自动跟踪的能力，激光功率较高时，可以增大发射角、接收角来提高偏移容忍度。

*克服空中障碍物的影响。如小鸟飞过最大的阻隔时间一般只有几毫秒，会引起数据包传输的延迟，而不会出现传输中断。该问题可采用网状结构来解决。

*眼睛的安全问题。应尽量避免采用对视网膜有损伤的波长。

自由空间光通信除了用作宽带接入，还特别适合临时、短期的链路应用。在主光纤链路被切断或网络因恶劣天气被破坏，以及其他突发事件时，FSO可以作为紧急情况备用和灾难后的恢复措施。

安全联盟

安全联盟（SA）又称安全关联。安全联盟是一个单向的连接，为通过它的数据提供相同的安全服务。不同的协议有着不同的安全联盟，不同的安全联盟可以提供不同的安全服务。这些安全服务包括：机密性、数据源认证、完整性、抗重播等等。例如Ipsec中AH（认证报头）协议的SA提供认证功能，从而提供了数据源认证、实体认证、完整性和抗重播安全服务。而ESP（封装安全负载）协议因可以提供加密功能，从而还提供数据机密性和有限抗业务流分析安全服务。一般在一个安全系统中，每一个安全实体维护一个安全联盟数据库（SADB），进站或者出站的报文根据相应的安全策略在SADB中找到自己的安全联盟，根据安全联盟提供的安全服务对报文进行相应折安全处理。

安全联盟的参数一般包括：认证算法、认证密钥、加密算法、加密密钥、安全联盟生存期、协议、模式等等。安全联盟是两个通信实体共同认可的，可以手动设置（对于小协同作战模静态的网络），也可以自动协商（尤其是大规模动态网络）设置。其中，IKE（网际密钥交换）协议就是用于因特网环境下通过自动地在两个实体之间协商一个安全联盟，来建立一个单向的安全通道。

下一代QoS信令

下一代QoS信令是IETF NSIS(Next Step In Signaling)工作组的主要研究内容。该工作组专门研究下一代QoS信令的要求、框架结构以及协议等问题，而不考虑应用层的QoS和具体的QoS实现机制。NSIS的主要研究内容是NSIS Initiator(信令发起者)、NSIS Forwarder(信令转发者)以及NSIS Responder(信令响应者)之间的交互，包括传递信息的协议和语法等。

QoS信令结构和框架制订的主要目标包括：

*采用模块化设计。

*信令协议和所传输的具体QoS控制信息分离。

*重用已有的QoS协议。

*QoS信令与QoS技术的独立，可使得QoS信令用于多种QoS技术。

此外，QoS信令还要求具有较大的灵活性和安全性，对移动性以及与其他技术的交互等方面也都有一定的要求。

在信令的操作模式上，QoS信令可以有以下几种：

*带内信令和带外信令：带内信令指信令只沿着数据路径转送；带外信令指信令不一定沿着数据路径转发。

*域内信令和域间信令：域间信令是信令信息由一个NSIS域产生而在另一个NSIS域结束。在带内信令的模式下，域间的NSIS信令可将NSIS信息传递给一个或多个域的边界节点；在带外信令模式，NSIS信令可将NSIS信息传给位于数据通道外的某个实体，另外再从带外的实体传到带内的边界节点。域内信令则是指NSIS信令信息的发起、处理以及结束都在同一个域内完成。

*组播和单播：与单播相比，组播的引入使得NSIS信令增加了复杂度，因为支持组播组的动态加入和离去将增加状态维护的复杂性。

*接收方驱动和发送方驱动的信令：接收方驱动的信令是指由接收方发起和维护数据流的资源预留，而发送方驱动的信令是指由发送方负责发起和维护数据流的资源预留。发送端采用发送方驱动的信令可以更快地得到预留成功与否的反馈信息；另外，采用接收方发起的预留需要保证返回发送方的路由与之前的一致，因此需要保持每个流的后向路由状态，而发送方驱动的方式则不需要。

*单向和双向预留：有一些应用需要单向预留，如不带反馈通道的视频流；另外也有一些应用需要双向的预留，如电话。因此，NSIS必须考虑单向和双向的预留。□

精细分层编码

精细分层编码(Fine-Granular-Scalability video coding, FGS)是MPEG-4流视频框架的核心编码算法。它是一种分层的视频编码算法。该编码分两层：一个基本层和一个精细粒度的增强层。

基本层采用传统的DCT变换加运动估计/补偿的编码方法，增强层是对于基本层的量化误差进行DCT位平面编码得到的。位平面编码的主要特点是在编码时从最重要的位扫描到最不重要的位平面，使最重要的信息放在这一帧码流的前面，而最不重要的信息放在末尾，这样,截取时所损失的信息并不是最重要的。在进行解码的时候，仍可以利用前面重要的位信息进行恢复，由于增强层保存的是量化误差，因此恢复的视频效果非常平滑。

精细分层编码要求流视频的基本层能够保证传输，即链路的带宽至少要大于基本层，否则基本层也不能保证完整的传送。只要满足这一条件，增强层的速率可以根据带宽的实际情况进行精细调节。这一点不同于一般的分层编码算法。对于一般的分层编码，增强层的速率是固定的，因此当网络带宽(假设384 kbit/s)小于增强层(256 kbit/s)加基本层(256 kbit/s)的速率时，就只能传输基本层(只有256 kbit/s)。而对于FGS编码，可以对增强层进行截取使得它满足速率为128 kbit/s(即总视频发送速率是384 kbit/s)，这样既增加了带宽利用率，又提高了用户所接收的视频质量。

无源控制 篇4

在电力电子装置中,整流装置所占的比例最大。目前,常用的整流装置几乎都采用二极管整流。由于整流二极管的非线性和滤波电容的储能作用,输入电流发生畸变而成为脉冲状的电流波形,其中含有大量的谐波分量。这些谐波分量注入电网,引起严重的谐波“污染”。抑制谐波和提高功率因数已成为电力电子技术领域面临的一项重大课题,正在受到越来越多的关注,是国内外争相研究的热点[1,2]。

大多数整流器采用平均电流控制来达到功率因数校正(PFC)的目的,但平均电流控制需要检测输入电压、电感电流、输出电压,并且使用乘法器来实现[3],使得系统控制复杂,投资增加。文献[4]中提出的单周期控制OCC(One Cycle Control)技术很好地解决了这个问题。单周期控制技术是一种不需要乘法器的新颖控制方法,同时具有调制和控制的双重性,该技术的突出特点是:无论是稳态还是暂态,它都能保持受控量的平均值恰好等于或正比于控制参考信号,具有动态响应快、开关频率恒定、鲁棒性强、易于实现等优点。该控制技术最初应用于DC/DC变换器的控制中,现已逐步应用于开关功率放大器、有源电力滤波器[5]、交错运行并联开关变换器、矩阵式交流稳压电源、单相与三相功率因数校正器[6,7,8]等领域。目前国际整流器公司(IR)已有基于单周期控制的PFC芯片———IR1150(1)问世,它综合了连续性电流模式(CCM)PFC的性能及非连续性电流模式(DCM)PFC的简易、可靠和元件数量少等优点,提高了PFC的应用效率。文献[9]对Boost功率因数校正变换器中单周期控制适用性的理论进行了分析和实验验证,文献[8,10]等都对单周期控制的单相功率因数校正器做了大量的研究工作,但其主开关管均采用硬开关模式,开关损耗较大。为了克服硬开关缺陷,人们提出了许多软开关技术。无源无损软开关技术是无源软开关技术的拓展,该技术没有电阻元件,只采用电感、电容和二极管等无源器件,通过电感和电容的谐振工作,实现能量的传递和转移[11,12,13]。本文以IR1150作为主控芯片,采用一种无源无损软开关网络,对Boost变换器实现闭环控制,从而达到单位功率因数校正的目的,降低了开关损耗。

1 单周控制的功率因数校正

图1给出了单周期控制的单相Boost功率因数校正电路。为了分析稳态特性,简化推导过程,特作如下假设:开关频率远大于电源频率;忽略电感电流的纹波,电路工作于CCM模式;忽略开关器件的导通压降和开关损耗,忽略分布参数的影响;输入电压、输入电流在几个连续的开关周期内是恒值,电路工作于准稳态。单周期控制的单相Boost电路的PFC控制目标就是控制合适的变量,使输入电流与输入电压都为全波整流波形且相位相同,输入阻抗为一个纯电阻[3],可以表示为

其中,IL为输入电流的平均值,Ug为输入电压;Re为等效输入阻抗。

准稳态状态时,输出电压Uo与输入电压Ug满足:

其中,d为Boost变换器的占空比。

将式(2)代入式(1),并将两边同乘以Rs,Rs表示等效的电流检测电阻,则有

如果采用IR1150作为控制芯片,则可得PFC的控制方程为

其中,um=GDCUoRs/Re,GDC为IR1150芯片电流放大器的直流增益。

脉宽信号产生的原理如图2所示。

式(4)所确定的PFC控制方程,确定了输入电流IL与占空比d之间的约束关系,使得输入电压、输入电流的波形、相位相同,从而不需要检测输入电压且不使用乘法器,即可实现单位功率因数校正的目的。假设输入电流的纹波较小,则电感峰值电流iLp近似等于输入电流IL,则由式(4)可得:

图1电路中,基于可复位积分器的单周控制电路能够实现的控制方程为

其中,τ为积分时间常数,取τ=Ts,Ts为开关周期,则式(6)与式(5)完全一致,因此单周控制的Boost电路可以实现单位PFC的功能。

2 无源无损软开关电路

要实现无源无损软开关技术,有2个必需的元件:一个小电感和一个小电容。小电感称为零电流电感ZCL(Zero-Current Inductor),其作用是实现有源开关器件的零电流开通,并限制二极管的反向恢复电流;小电容称为零电压电容ZVC(Zero-Voltage Capacitor),其作用是实现有源开关器件的零电压关断。要实现无源软开关的无损耗工作,则要回收ZCL和ZVC中的能量,这也正是无源无损软开关电路的关键技术之所在。实际上,为了实现电路的软开关功能,ZCL和ZVC应该复位,它们的复位过程,也就是能量的回馈过程。各种无源无损软开关技术不同的地方就是实现ZCL和ZVC中的能量回馈的方法不同。

图1所示主电路中,由L、VT、L1、VD8、Co组成升压斩波电路,无源无损软开关电路由L1、VD5、C1、VD6、C2、VD7、VD8组成[14]。其中,电感L1提供主开关器件VT的零电流开通条件,并且限制二极管VD8的反向恢复电流;电容C1提供开关器件VT的零电压关断条件;电容C2为缓冲电容。VT采用PWM方式工作[15],电路中主要电气量的工作状态如图3所示。图中,iVT为通过开关管VT的电流;uVT为开关管VT两端的电压;iL1为通过零电流电感L1的电流;uC1为零电压电容C1两端电压;uC2为缓冲电容C2两端电压。

该无源无损软开关变换器实现了开关管的零电流开通和零电压关断,提高了变换器的工作效率,且相对于其他谐振软开关电路,降低了生产成本,并且不影响变换器的控制策略。同时该无源无损缓冲网络降低了开关管的开关损耗,提高了其稳定性,延长了使用寿命。

3 主要参数设计

3.1 Boost升压电感设计

要想设计出性能优良的PFC电路,除了IC外围电路各元件值选择合理之外,还要特别认真选择Boost升压储能电感器。它的磁性材料不同,对PFC电路的性能影响很大,甚至该电感器的接法不同,也会明显地影响电流波形,另外,驱动电路的激励脉冲波形的上升沿与下降沿的滞后或者有振荡,都会影响主功率开关管的最佳工作状态。当增大输出功率到某个阶段时,还会出现输入电流波形发生畸变甚至出现死区等现象。所以在PFC电路的设计中,合理选择Boost PFC升压电感器的磁芯与绕制电感量是很重要的[2]。电感值的计算以低输入电压Uin(peak)及对应的最大占空比dmax时保证电感电流连续为依据,计算公式为

其中,Uin(peak)为低输入交流电压对应的正弦峰值电压(V);dmax为Uin(peak)对应的最大占空比;ΔI纹波电流值(A),计算时假定为纹波电流的30%;fs为开关频率(Hz)。

占空比的计算公式为

其中,Uo为输出直流电压。

由于升压电感工作于CCM模式,需要能通过较大的直流电流而不饱和,并要有一定的电感量,即所选磁性材料应具有一定的直流安匝数。可选用的磁性材料有加气隙铁氧体、加气隙非晶或微晶、铁镍钼磁环、铁粉芯磁环等材料[3]。铁镍钼磁环机械抗震性能好,高频损耗较小(可工作于100 k Hz),但比较昂贵,而且直流安匝数略显不足。铁氧体、非晶或微晶均需加气隙,使斩波电感漏磁通增加,这样会产生较大的电磁干扰噪声。铁粉芯磁环内部均匀分布着微小气隙,通过调节气隙密度,可得到不同直流安匝数的磁环,这种具有分布气隙结构的铁粉芯磁环漏磁通较小。随着开关频率增加(大于100 k Hz),铁粉芯磁环损耗明显增加。从成本、电磁干扰噪声、直流安匝数、高频损耗等方面综合考虑,铁粉芯磁环是100 k Hz以下开关频率的PFC斩波电感磁性材料的适宜选择。本设计中,Boost电感器采用4块EE55铁氧体磁芯复合而成,其中心柱截面气隙为1.5 mm,Boost储能电感器的绕组导线并不用常规的多股直径为0.47 mm漆包线卷绕,而是采用厚度为0.2 mm、宽度为33 mm的薄红铜带叠合,压紧在可插4块EE55磁芯的塑料骨架上,再接焊锡导线引出,用多层耐高压绝缘胶带扎紧包裹。这种薄铜带工艺绕制的Boost储能电感,对减小高频集肤效应、改善Boost变换器的开关调制波形和降低磁件温升均起重要作用。

3.2 无源无损缓冲软开关电路参数设计

对于无源无损参数的设计,应确保在1个开关周期内将吸收在软开关环节中的能量完全释放到负载端或者供电电源端,这样才能实现无损耗。C1的取值应合适,虽然C1较大对降低VT的损耗有利,但C1的取值也不能太大,否则会因换流时间太长而引起有效占空比减小,也会使开通时VT瞬态电流变大[12]。参照一般软开关电路的参数,C1一般都小于10 n F。C2的取值应比C1大得多,这是由于在VT开通时,C1所储存的能量基本都转移到C2上,C2的值大有利于减小二极管VD8的电压应力,但同样会带来因换流时间太长引起有效占空比减小的问题。一般而言,C2的值为C1的10~40倍较为合适。依据文献[15],只要给定VT的最大允许电流iL1,就可以计算出L1的值,VD5~VD7的选用主要要求动态时间参数、浪涌电流值,因为这3个二极管只在VT开关后极短的时间内通过电流,所以可选择容量较小的管子。

3.3 电磁干扰(EMI)滤波器与噪声抑制

高频开关电源产生的EMI主要以传导干扰和近场干扰为主,EMI有共模干扰和差模干扰2种状态。EMI滤波器是目前使用最广泛、也是最有效的开关电源传导干扰抑制方法之一,EMI滤波器不但要抑制共模干扰,也必须抑制差模干扰。在图1中给出了所设计的EMI滤波器,它接于电源输入端与整流器之间,内含共模扼流圈L2和滤波电容C3~C6,共模扼流圈也称共模电感,主要用来滤除共模干扰。它由绕在同一高磁导率上的2个同向线圈组成,可抵消差分电流。其特点是对电网侧的工频电流呈现较低阻抗,但对高频共模干扰等效阻抗却很高。C4和C5为Y电容,跨接在输入端,并将电容器的中点接地,能有效地抑制共模干扰,其容量约为2.2 n F~0.1μF;C3和C6为X电容,用于滤除差模干扰,其典型值在0.01~0.47μF之间。

IR1150的驱动能力很强,可以提供最大1.5 A的门极快速驱动。但是,高速驱动脉冲也带来了比较大的EMI问题,适当地在门极添加驱动电阻以减缓驱动脉冲的di/dt,可以降低变换器产生的开关噪声,从而对前级的EMI滤波器的要求也相应降低。

PFC升压二极管的反向恢复特性是导致系统传导和辐射干扰的主要因素,这在一定程度上加剧了系统EMI滤波器的负担,不仅如此,功率开关管在其导通期间必须吸收所有的反向恢复电流,也必须将由此导致的额外功率消耗掉,这不仅提升了噪声干扰,而且也会影响系统的效率。传统型单相PFC主电路中的二极管是快恢复硅二极管,其材料是硅,硅的反向耐压能力低。与硅材料相比,碳化硅(Si C)材料在性能上更适合制造电力电子器件,因为它具有反向耐压高、导通电阻小、导热性好以及承受反向高压时泄漏电流小等优点,目前以Si C为材料的Si D肖特基二极管在电压容量上已经取得突破,电压容量已经做到600 V,满足单相PFC的主电路对二极管400 V的耐压要求。而且Si C肖特基二极管的反向恢复特性与快恢复二极管相比更快、更软。所以,选择Si C肖特基二极管作为该系统的升压二极管,以减小二极管反向恢复所引起的传导和辐射干扰,同时在升压二极管上并联RC网络也能取得较好效果。

4 实验研究

设计了一台250 W的单相高功率因数整流器,采用IR1150作为主控芯片,并设计了一种带中心抽头的三点式电感,如图1所示,它仅在斩波电感磁环上增加几匝线圈就能有效地抑制VD8反向恢复带来的过大开启瞬时电流及d i/d t电流的冲击,以及过大开启损耗引起的过热,并与其他元件组合实现软开关技术。主要实验参数为:输入电压为AC 220 V/50 Hz的工频电源,输出电压为400 V,输出功率250 W,开关频率为100 k Hz。Boost升压电感值L=0.7 m H,输出滤波电容Co=470μF,电流检测电阻Rs选取阻值为0.1Ω、功率为3 W的无感精密电阻,电流检测信号滤波电容Cs=4.7 n F,滤波电阻R7=100Ω。主开关管VT选择500 V、24 A的IXFH24N50型MOSFET,驱动电路采用TC4427型专用驱动芯片。无源无损软开关电路中,电容C1=1 n F,C2=33 n F,L1=5μH。

图4给出了开关管VT开通时流过其漏-源极间的电流iVTds和加在漏源极上的电压uVTds波形。由图4可知,在开关管VT开通时,iVTds从零开始上升,上升速度较慢,从而实现了开通时的零电流开通。图5给出了开关管VT关断时的情形。由图5可见,在开关管VT关断时,uVTds从零开始上升,从而实现了零电压关断。由此可知,采用这种无源无损软开关结构,开关管VT上的电压应力始终保持在400 V,与输出电压Uo相同,从而实现了最小的电压应力。图6给出了输入电压uin和输入电流iin的试验波形,从图中可以看出输入电流能很好地跟踪输入电压。对输入电压和输入电流的前50次谐波进行分析可得,在输入电压的总谐波畸变率THD=4.613%时,输入电流总谐波畸变率仅为4.532%,功率因数可以达到0.993,因此可以认为该高功率因数整流器实现了单位PFC和低电流畸变。而且和传统PFC电路(UC3854控制的PFC电路)相比,该高功率因数整流器的设计步骤简化了很多,减少了组件的数量,缩小印刷电路板的尺寸。

5 结论

本文基于单周期控制技术设计了一种无源无损的单相高功率因数整流器。该电路不再需要输入电压采样以及复杂的模拟乘法器电路,而且所需的外围元器件少,与传统PFC电路相比,PFC控制板的面积大为减小,由于采用了无源无损软开关电路,实现了主开关管开通时的零电流开通和关断时的零电压关断,开关管上的电压应力最小,大幅降低了开关管的开关损耗。本文对高功率因数整流器的主要模块进行了详细分析与设计,并采用了一种新型薄铜带工艺绕制的Boost储能电感,它可以有效地减小高频集肤效应,改善Boost变换器的开关调制波形,降低磁件温升等。通过理论分析与实验验证,该功率因数整流器拓扑结构简单、实用而且性能可靠,实现了单位PFC和低电流畸变,具有较高的应用价值。

摘要：功率因数校正(PFC)是治理谐波的一种有效方法。设计了一种新型高效单相Boost高功率因数整流器,主电路在传统的Boost电路中加入无源无损软开关网络,在不改变电路原有工作原理、模式的情况下降低了du/dt和di/dt,提高了电路效率。控制电路采用IR1150作为主控芯片,简化了PFC电路的设计并缩小了装置体积。分析了单周期控制的功率因数校正原理与无源无损网络的工作原理,对高功率因数整流器的主要模块进行了详细分析与设计。设计了一种新型薄铜带工艺绕制的带中心抽头的三点式电感,有效地减小了高频集肤效应,改善了Boost变换器的开关调制波形并降低了磁件温升。250W的样机试验表明,该高功率因数整流器设计合理、性能可靠,功率因数可达0.993,实现了开关管开通时的零电流开通和关断时的零电压关断。

神秘的无源洞写景作文 篇5

我的家乡是长江边上的一座小城，这里四季分明，景色宜人。有举世闻名的神农溪，名声鹊起的巴人河……可在我幼小的心灵中，唯有无源洞始终令我牵肠挂肚。也只有踏上这片土地，你才真正感受到大自然的神奇魅力。

在一个阳光明媚的下午，我又和小伙伴们趁着这春天的美好时光乘车来到了无源洞游玩。

走进无源洞景区首先印入眼帘的是一座气势恢宏的将军门，这是纪念巴东的辛亥革命先驱邓玉麟老将军的。再往里走就看见一个白鹿洞，里面有两只栩栩如生的小白鹿。在洞的斜对面有两只“美猴王”，它们成天活蹦乱跳的快乐的生活着。再往前行，就来到了无源洞洞口了。

无源洞深不可测，到现在才开发1500米，至今无人知晓它的源头所在。它的洞口高不足10米，里面最高可达70米以上。溶洞面积5五万平方米左右，最多可容纳5万人。沿途水声哗哗，洞内十分昏暗，到处都怪石嶙峋，钟乳遍布。洞内有两个吊桥，下面水流湍急，稍有不慎就会掉入水中。越往里走，洞壁的左边就隐隐出现了许许多多的怪石，凹凸不平，有的像八仙过海，有的像猴子，有的像狮子……大自然真是鬼斧神工啊!再穿过一个回廊，我们穿上救生衣就上了小船，开始了我们的.“漂流之旅”。我们的小船开始缓缓驶进洞的深处，洞内曲折幽深，奇石林立。有的地方非常狭窄，仅能驶过一只小舟，我坐在船上头也不敢向上抬一下，划船的人也不得不躬身摇浆;有的地方则非常空旷，那里的蝙蝠特别多，它们都倒挂在洞顶，就像一个个磁铁紧紧吸在石壁上。站在这幽深的洞中，听见这潺潺的流水声，看着这些叫不出名的钟乳怪石，我仿佛跨越时空来到了远古，来到了一个神秘莫测的世界。由于漂流只开发了500米，船儿载着我们，带着无限神秘和向往的心情被迫返航。

经过大约二小时的游玩，我们高兴地结束了无源洞之旅。在回家的途中，沿途的美丽风景和洞内那一幕幕景像仍在脑海中回荡。

无源光网络的数字化应用 篇6

关键词：无源光网络(PON)技术的应用

0引言

随着我国经济的迅速发展，高带宽的消耗业务逐步涌现，带宽提速成为迫切需求。为了满足用户的需求，各种新技术不断涌现，在各种宽带接入技术中，无源光网络以其容量大、传输距离长、较低成本、全业务支持等优势成为热门技术。

1无源光网络(PON)系统的构成及优点

典型的PON系统由局侧OLT(光线路终端)、用户侧ONU(光网络单元)以及ODN(光分配网络)组成，“无源”是指ODN中不含有任何有源电子器件及电子电源，全部由光纤和光分路器(Splitter)等无源光器件组成，如图所示。

PON技术包括APON/BPON、EPON、GPON技术，支持更高速率的10GEPON、NG-PON、WDM-PON目前正处于研究和标准化过程中。OLT位于根节点，通过单根光纤与ODN连接，然后ODN从主光纤分离出若干支路到各个大楼或业务终端设备上，一般来说一个OLT可以带32或者64个ONU终端。该方式可使多个用户共享从交换局到用户驻地这段相对昂贵的光纤链路，这段距离可以扩展到20km左右，因而也极大降低了光纤到楼(FTTB)和光纤到户(FT-TH)的使用成本。终端ONU直接提供给用户各种数据、语音、视频的接口。OLT和ONU之间可以灵活组建成树形、环形、总线形以及混合型网络结构。

无源光网络(PON)与其他接入方式相比优点体现在以下方面。

1.1技术先进：光纤接入网是最能适应未来发展的解决方案，特别是PON和其他现有技术，如ATM、Ethernet、WDM、GFP型结合而形成的各种X-PON技术已被证明是当前综合宽带接入中非常经济有效的方式。

1.2光纤接入：接入的媒介采用了光纤，接入带宽高。光纤的带宽高于铜线好几个数量级，此外，光纤接入网还有损耗低、频带宽、传输质量好、传输距离长、抗干扰能力强、网络可靠性高等优点。与铜缆网相比，PON可减少维护运行费用，并彻底避免了电磁干扰和雷电干扰。

1.3无源网络，由于采用PON技术，整个光分配网是无源的，无源光网络的体积小且设备简单，不仅免除了供电的一系列问题，而且可靠性比有源设备要高得多。

1.4干线光纤共享：接入网络中使用的是无源器件，共享干线光纤传输介质，整个光网络的费用较低。同时网络采用了单纤的方式，光纤部署数量大大减少，节约管道资源。

2无源光网络(PON)技术的应用

PON网络适用于多种应用场景，包括普通住宅区、高档住宅和别墅区、写字楼和科技园区、大学校园、网吧、视频监控点、农村等。在每种应用场景下，用户对业务和网络的需求不一样，因此应根据具体接入场景和已有网络资源情况选择经济可行的网络解决方案。

2.1普通住宅区：场景特点：①目前用户带宽需求一般，但IPTV、视频通信等高带宽业务的陆续出现使得带宽升级压力剧增；②对成本和资费敏感；③由于用户数量众多，因此维护压力大。业务特点：以互联网业务和POTS业务为主，且语音业务需求较大。

2.2高档住宅、别墅：场景特点：①目前用户带宽需求不高，但IPTV、视频通信等高带宽业务的陆续出现使得带宽升级压力剧增。②用户支付能力强。业务特点：以互联网业务和POTS业务为主。推荐解决方案：采用FTTH(PON)模式直接实现光纤到住宅。

2.3写字楼、科技园区：场景特点：①带宽需求一般相对较高(一般均超过2M，典型需求为10M甚至100M)；②对系统的可用性和维护质量要求较高；③一些工业园区的企业用户布局较为分散，需要较大的覆盖范围。业务特点以互联网业务为主，辅以E1专线业务或POTS业务。推荐解决方案：①对于写字楼和科技园区，建议首选FTTB(PON)+LAN方式提供。光纤到楼层，再利用楼内综合布线系统提供宽带业务。语音接入可以根据实际情况采用PON内置l-AD/AG方式或者外接AG方式提供。②在具备楼内光纤网络时，对于写字楼中的企业客户，建议直接采用FITO(PON)方式。语音业务通过内置IAD/AG方式提供。

2.4大学校园：场景特点：①覆盖区域广，用户数多；②对窄带需求较明显。业务特点；以语音业务和互联网业务为主。推荐解决方案：采用FRB(PON)+LAN方式，LAN部分应结合校园局域网建设。语音接入建议采用外接AG方式提供。

2.5网吧：场景特点：带宽需求大。业务特点：以互联网业务为主。推荐解决方案：采用FTTO(PON)方式，每个网吧均实现光缆覆盖。

2.6视频监控点：场景特点：①上行带宽需求较大，一般超过3Mbit/s；②对QOS和安全性要求较高；⑧主要应用于公共安防和行业应用，客户要求较高，对成本不很敏感；④终端设备数量大并且呈分散分布，对接入网络的扩展性要求高。业务特点：视频监控业务的回传数据。推荐解决方案：采用PON方式，监控摄像头通过FE接口直接连接至ONU。

2.7农村：场景特点：①长距离接入；②用户较分散；③设备运行环境差。业务特点：以POTS业务为主，有少量互联网业务。推荐解决方案：采用FFFV+DSL，光缆替代主干铜缆，缩短铜缆距离。可以采用光纤直驱DSLAM方式实现宽带，也可以根据情况采用PON方式提供宽带。对于中期宽带用户数量少于300户的行政村或自然村，优先选择PON方式。

3PON发展趋势

当今，光通信技术正在往单波长的大容量以及密集波分复用方向发展，作为下一代接入网中首选的PON技术也有朝着这两个方向发展的趋势。从长远的角度来看，1Gbits/p的传输速率远不能满足下一代光接入网，用户终端对业务和服务的需求随着互联网的持续快速发展，如视频会议、实时游戏、IPTV等高带宽应用不断涌现，尤其是HDTV、网真等视频业务，对网络接入带宽提出了更高的要求，也推动着新的PON技术层出不穷。

4结束语

随着高清视频、统一视讯、固定与移动融合(FMC)等热点业务和技术的发展，网络带宽需求激增，而最靠近终端用户的网络接八层将首先进入发展的新阶段。在现有应用的基础上发展的PON接入技术，在提供业务组合的同时，实现了高可靠性和高性能，已经成为了下一代光接入网的发展方向。

参考文献：

[1]陈雪.《无源光网络技术》北京邮电大学出版社2006.1

无源控制 篇7

随着电力电子技术的发展,在石油钻采工程上效率较低的机械钻机逐渐被电驱动钻机所代替。特别是在海洋石油开采上,为了应对油藏参数变化,达到理想开采效果,普遍采用变频器控制的电潜泵方式进行开采。由于控制电潜泵的变频器大部分使用了二极管或者晶闸管进行整流,这些非线性负载向海洋石油平台电网中注入了大量的谐波。在正常工况下,电潜泵负荷占到整个平台负荷一半以上,非线性负载产生的谐波电流对普遍采用柴油机供电的海洋石油平台小电网的电能质量造成了严重的污染,严重影响了平台其他电气设备的正常运行,进而影响了整个平台的安全生产[1,2]。目前对海洋石油平台谐波治理的方式普遍采用无源滤波器和APF。APF具有能够同时对多次谐波进行动态补偿、对空间要求小、在负荷变化的情况下不会发生过补偿现象、不会与平台电网阻抗发生谐振等优点[3],在海洋石油平台得到了越来越多的关注。

APF的控制策略是保证其获得良好补偿性能的关键。由于APF的主电路结构为典型的非线性系统,且配电系统运行方式的变化会导致线路参数难以精确确定,以及所要补偿的非线性负载的动态变化难以预知,因此APF的控制策略一直是一个研究热点和难点。APF所补偿的对象为变化迅速的高次谐波电流,要求APF的控制器在保证补偿精度的同时具有非常快的动态响应速度,同时针对海洋石油平台非线性负载复杂多变的特点,要求其具有非常高的鲁棒性。为了提高APF补偿性能,各种控制策略被尝试应用到APF的控制当中。由于APF装置为一种本质非线性系统,采用传统的线性控制方法可能导致系统不稳定,因此采用非线性控制才能取得理想的控制效果[4]。

无源性控制是一种能量“整形”方法,通过重新分配系统的能量和注入非线性阻尼,迫使系统总能量跟踪期望的能量函数,并使系统的状态变量渐近收敛至设定值[5]。因其无奇异点,设计简单,鲁棒性强的优点获得了广泛关注。提出一种基于EL模型的三相并联型APF无源性控制新方法。首先建立三相APF的EL数学模型,然后根据建立的数学模型进行APF的电流内环和电压外环无源性控制器设计。由于APF为典型的欠驱动系统,选择APF的直流侧电压为欠驱动量。为了更好地对APF的直流侧电压进行控制,在无源控制的基础上加上直流侧电压外环间接控制器。针对APF直流侧电压与控制电流呈非线性关系特点,电压外环控制器采用了非线性PI控制器。在Matlab/simulink环境下对所提出的控制器进行了仿真实验,实验波形证明该控制方法达到了很好的控制效果。

1 三相APF的EL数学模型

图1为三相并联型APF系统结构图,Sa1,Sa2,Sb1,Sb2,Sc1,Sc2为APF各相桥臂的开关管,L为APF输出电感,R为输出电感内阻,C为直流侧滤波电容,RL为APF开关损耗所引起的负载效应,ici、ili、isi和usi(i=a,b,c)分别为APF控制电流、负载电流、电网电流和电网电压。根据基尔霍夫电压和定律,其状态空间平均法下的数学模型[3]为:

对上式进行dq旋转坐标系变换,得到dq旋转坐标系下的APF数学模型:

把APF的数学模型写成EL模型的形式:

式中,为正定对角阵;为反对称矩阵,,反映APF内部的互联结构;为对称正定矩阵,反映了系统的耗散特性;系统与外部能量交换由u表示。各矩阵具体表达式为:

2 基于EL模型的三相APF无源性控制器设计

2.1 期望平衡点的确定

APF在稳定运行时,由于开关损耗需要消耗一定的有功功率,会引起APF直流侧电压下降,因此,APF在运行时的控制目标除了对电网进行谐波和无功补偿的同时还需要维持自身直流侧电压的稳定。APF稳定运行时的期望平衡点:V*dc为直流侧给定电压,i*cd和i*cq分别为dq旋转坐标下d、q轴谐波补偿电流参考值。APF稳定运行时如果只补偿谐波电流,则期望平衡点;如果希望APF同时补偿谐波和无功电流则只需要改变x2*的期望平衡点,令x2=ilq。ild和ilq为dq变换后负载电流ili(i=a,b,c)在d、q轴的分量,ild由组成,其中为负载消耗的有功电流,为负载谐波分量;ilq由组成,可以通过APF的谐波检测模块提取出来。从式(2)可以看出,dq坐标系下的APF数学模型具icd、icq和Vdc3个状态变量和Sd、Sq两个控制变量,为典型的欠驱动系统。由于APF在稳定运行时主要靠从电网吸收有功电流来维持直流侧电压的稳定,因此可以选择直流侧电压Vdc为欠驱动变量,通过间接控制d轴有功电流的方法来维持APF直流电压稳定。设APF直流侧平均电压稳定在设定值V*dc时APF从电网吸收的有功电流为ip,则系统的平衡点可以修正为两个:

2.2 电流内环无源性控制器设计

令xe=x-x*,代入式(3)可得:

取系统误差能量函数为:

则对误差能量函数求导可以得到:

选择控制器的控制规律为:

将式(7)代入式(6)则有:

说明系统是无源的。

由式(7)可以得出APF电流内环无源控制规律:

为使系统快速收敛到期望平衡点,使误差能量函数快速变为零,向系统注入阻尼。注入阻尼耗散项为:

重新选取控制律:

把式(12)代入式(11)则有:

由此可看出,注入阻尼后,系统严格无源,系统渐近稳定,收敛速度更快。根据式(12),注入阻尼后APF电流内环无源控制律为:

2.3 APF电压外环控制

APF的直流侧电压波动是由于APF的开关损耗以及APF与系统能量的交换引起,为了维持APF直流侧平均电压稳定在设定值V*dc,其必须从系统吸收有功电流。忽略输出电感内阻R,根据APF交流侧和直流侧有功功率守恒,则有:

简化得到:

上式说明APF直流侧电压Vdc与交流侧吸收的有功电流ip存在非线性关系。

式(16)推导时忽略了等效阻抗R所消耗的功率,且APF开关损耗等效电阻RL为一近似值,为了实现对APF直流侧电压的精确控制,根据APF直流侧电压Vdc与交流侧吸收的有功电流ip之间的非线性特性,在APF电压外环控制中引入非线性PI控制,在非线性PI控制中选择控制变量V2dc,则:

式中,Kp和Ki分别为APF电压外环非线性PI控制比例和积分控制器参数。为了消除APF谐波补偿时与系统能量交换引起的电压波动(影响控制器效果),需要对测量取得的直流侧电压值Vdc进行低通滤波后,再送入电压外环非线性PI控制器,把式(17)代入式(14),即可得到注入阻尼APF的无源性控制律为:

3 仿真实验

为了验证EL模型的三相APF无源控制方法的正确性,在Matlab/simulink下对基于该方法控制的三相APF的谐波补偿效果进行了仿真实验。为了模拟海洋石油平台控制电潜泵所用变频器中二极管整流所带来的谐波污染,仿真中负载为二极管不控整流带纯阻性负载。实验参数:交流侧电网为海洋石油平台三相480V/60Hz低压电网系统,APF直流侧额定电压为900V,APF输出电抗器为0.3mH,直流侧电容值为20mF。为仿真实际工况中负载变化的情况下APF控制器的动态响应速度和鲁棒性,对系统中负载突变的情况进行了仿真。图2为APF直流侧电压波形和APF补偿前、后电网电流波形。从图中可以看出,在APF补偿前,二极管整流非线性负载使电网中电流畸变非常严重,经过基于EL模型的无源控制的APF谐波补偿后,电网电流波形接近理想正弦波,谐波抑制效果明显;另外,基于EL模型的无源控制的APF具有很好的动态响应速度,在负载突变的情况仍然具有很好的谐波补偿效果。

4 结语

仿真实验证明提出的方法具有很好的控制效果,能很好的满足海洋石油平台对谐波治理的要求。

参考文献

[1]张强.ETAP软件在海洋石油平台电力系统谐波分析中的应用[J].船舶,2012,(2):60-64

[2]徐建东,郝明.海洋石油平台谐波及其抑制[J].中国造船,2010:163-168

[3]王兆安,杨君,刘进军,等.谐波抑制和无功功率补偿[M].北京:机械工业出版社,1998

[4]张振环,刘会金,李琼林,等.基于欧拉-拉格朗日模型的单相有源电力滤波器无源性控制新方法[J].中国电机工程学报,2008,(9):37-44

无源控制 篇8

先进静止无功发生器(ASVG)由于其稳定特性和运行特性,在无功功率(电流)补偿和电压支撑中能起着更重要的作用[1]。在 ASVG 和电力系统之间的有功和无功交换是由 ASVG 和电力系统之间的感抗电压差所引起的[2]。

ASVG 第1个基本功能是用交流电压控制器控制线电压以调节 ASVG 和电力系统之间的无功功率交换;ASVG 第2个基本功能是用直流电压控制器调节 ASVG 的直流侧电容器上的电压。在传统控制方案中,2个控制器均为PI型控制器[3]。最近,线性多变量控制方法已被用于 ASVG 控制器设计并获得了较好的性能[4]。然而,ASVG 的完整模型是非线性的,线性方法显然不会得到较好的动态解耦。为了克服这个限制,已经有一些非线性控制方案被用来设计 ASVG 控制器[5,6,7,8],这些方法设计的控制器都不能从理论上保证系统的 Lyapunov 函数稳定性。无源控制方法用于进行控制器设计[9],在电力变换器的设计中获得了很好的控制效果[10,11,12,13,14,15]。

本文提出用无源方法设计 ASVG 控制器,在数学上,ASVG 能用欧拉 - 拉格朗日(E - L)系统表示,这样,基于无源考虑的 ASVG 控制器的电流内环控制规律能从非线性系统中得到,但ASVG 安装点的系统交流电压和电容器直流电压波动太大。基于此,提出 ASVG 无源非线性综合控制方案,即:电流内环控制采用基于 PBC 的控制,ASVG 安装点交流电压和电容器直流电压的双外环控制均采用 PI 控制,既保持了所提出的综合控制器能在大干扰下提高系统稳定性,也能快速有效地将 ASVG 安装点的系统电压和电容器直流电压波动控制在允许范围内。

1ASVG E - L 模型

E - L 系统是有效的建模技术,采用 E - L 模型来定义 ASVG 控制系统,定义能量方程,利用分析动态特性的 Hamilton 定理推导运动方程,可使系统沿Lagrangian积分最小化轨迹移动。

ASVG 电路如图1所示,C 表示直流侧电容,R和L分别表示等效电阻和电感,输入的线电压、线电流分别为 uk、ik(k=a,b,c),双极性开关函数用 pk 表示:

$p{}_k=\{\begin{array}{l}1\text{S}{}_k\text{闭}\text{合}\\ -1\overline{\text{S}}{}_k\text{闭}\text{合}\end{array}k=\text{a}‚\text{b}‚\text{c}(1)$

分别代表6个开关的作用。

在忽略6个开关电阻的情况下,系统的 E - L 模型可用拉格朗日函数 L(i,q)表述,电路的磁共能 Emag(i,q)和电场能Eel(q)的差值:

$L(\mathit{i},\mathit{q})=E{}_{\text{m}\text{a}\text{g}}(\mathit{i},\mathit{q})-E{}_{\text{e}\text{l}}(\mathit{q})(2)$

其中,q和i是描述电路的坐标轴,分别表示电荷和电流。向量q和i分别由电荷qLa、qLb、qLc、qC和电流iLa、iLb、iLc、iC 构成,对应三相电路的电感和电容。图1所示的电路E - L参数的 ASVG 动态特性:

$\{\begin{array}{l}E{}_{\text{m}\text{a}\text{g}}=L(i{}_{L\text{a}}^2+i{}_{L\text{b}}^2+i{}_{L\text{c}}^2)/2\\ E{}_{\text{e}\text{l}}=q{}_C^2/(2C)\\ D=R(q{}_{L\text{a}}^2+q{}_{L\text{b}}^2+q{}_{L\text{c}}^2)/2+\\ R{}_{\text{d}\text{c}}\left[i{}_C-(i{}_{L\text{a}}+i{}_{L\text{b}}+i{}_{L\text{c}})/2\right]{}^2/2\\ \mathit{\epsilon }=[u{}_{\text{a}}u{}_{\text{b}}u{}_{\text{c}}0]{}^{\text{Τ}}\\ \end{array}(3)$

其中,D、ε是Rayleigh函数和广义受迫函数。ASVG的E - L模型可建模为[10]

$\frac{\text{d}}{\text{d}t}\left[\frac{\partial L(\mathit{i},\mathit{q})}{\partial \mathit{i}}\right]-\frac{\partial L(\mathit{i},\mathit{q})}{\partial \mathit{q}}+\frac{\partial D}{\partial \mathit{i}}=\mathit{\epsilon }(4)$

定义q=T,参照式(1)和式(4),对广义坐标q的每一个分量进行计算,注意:iLk=ik(k=a,b,c),Udc=qC/C,可得到:

$\{\begin{array}{l}L\frac{\text{d}i{}_{\text{a}}}{\text{d}t}+Ri{}_{\text{a}}+\frac{1}{2}p{}_{\text{a}}U{}_{\text{d}\text{c}}=u{}_{\text{a}}\\ L\frac{\text{d}i{}_{\text{b}}}{\text{d}t}+Ri{}_{\text{b}}+\frac{1}{2}p{}_{\text{b}}U{}_{\text{d}\text{c}}=u{}_{\text{b}}\\ L\frac{\text{d}i{}_{\text{c}}}{\text{d}t}+Ri{}_{\text{c}}+\frac{1}{2}p{}_{\text{c}}U{}_{\text{d}\text{c}}=u{}_{\text{c}}\\ C\frac{\text{d}U{}_{\text{d}\text{c}}}{\text{d}t}-\frac{1}{2}(p{}_{\text{a}}i{}_{\text{a}}+p{}_{\text{b}}i{}_{\text{b}}+p{}_{\text{c}}i{}_{\text{c}})+\frac{1}{R{}_{\text{d}\text{c}}}U{}_{\text{d}\text{c}}=0\end{array}(5)$

在三相平衡系统中对式(5)作 Park 变换,选择 ASVG 安装点电压向量方向与 d 轴相同,得到 ASVG 在旋转坐标系下的E - L模型为

$\begin{array}{l}\left[\begin{array}{l}L\dot{i}{}_d\\ L\dot{i}{}_q\\ \frac{2}{3}C\dot{U}{}_{\text{d}\text{c}}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{ccc}R& \omega L& \frac{1}{2}u{}_d\\ -\omega L& R& \frac{1}{2}u{}_q\\ -\frac{1}{2}u{}_d& -\frac{1}{2}u{}_q& \frac{2}{3R{}_{\text{d}\text{c}}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}i{}_d\\ i{}_q\\ U{}_{\text{d}\text{c}}\end{array}\right]=\\ \left[U{}_{\text{m}}00\right]{}^{\text{Τ}}(6)\end{array}$

式中 Um 是交流电压源的幅值。

设控制输入向量u=T,把式(6)中的参数整理成下面的形式:

$\begin{array}{l}\mathit{{\rm M}}=\left[\begin{array}{ccc}L& 0& 0\\ 0& L& 0\\ 0& 0& \frac{2C}{3}\end{array}\right]‚\mathit{J}{}_1=\left[\begin{array}{ccc}0& 0& \frac{u{}_d}{2}\\ 0& 0& 0\\ -\frac{u{}_d}{2}& 0& 0\end{array}\right]\\ \mathit{J}{}_0=\left[\begin{array}{ccc}0& \omega L& 0\\ -\omega L& 0& 0\\ 0& 0& 0\end{array}\right]‚\mathit{J}{}_2=\left[\begin{array}{ccc}0& 0& 0\\ 0& 0& \frac{u{}_q}{2}\\ 0& -\frac{u{}_q}{2}& 0\end{array}\right](7)\end{array}$

$\mathit{R}(x)=\left[\begin{array}{ccc}R& 0& 0\\ 0& R& 0\\ 0& 0& \frac{2}{3R{}_{\text{d}\text{c}}}\end{array}\right],\mathit{\epsilon }=\left[\begin{array}{c}U{}_{\text{m}}\\ 0\\ 0\end{array}\right]$

式(6)可变成如下的矩阵形式:

$\mathit{{\rm M}}\dot{\mathit{x}}+[\mathit{J}{}_0+\mathit{J}{}_1(u{}_d)+\mathit{J}{}_2(u{}_q)]\mathit{x}+\mathit{R}(\mathit{x})\mathit{x}=\mathit{\epsilon }(8)$

状态向量是x=T,M是正定对角矩阵,R是耗散矩阵,J是连接矩阵,ε是电压源向量,矩阵J的斜对称特性是E - L系统的典型特征,它对下面的能量平衡方程没有影响:

其中,H=Emag+Eel=xTMx/2代表电路的总能量,能量平衡方程表明储存的能量E1和耗散的能量E2的总和等于由系统提供的能量E3。

2ASVG 无源控制器设计

2.1 电流控制器设计

利用式(8)所示E - L模型,ASVG 安装点交流电压和直流侧电容电压恒定的控制问题可归结为固定点调节问题。因此,ASVG 无源控制器设计将依赖于d - q坐标的 E - L 模型。

令x*i(i=1,2,3)表示闭环系统所期望的恒定平衡状态,选定 ASVG 系统的误差状态向量z==DC-U*DCT,其误差动态方程可以被表示为

$\mathit{{\rm M}}\dot{\mathit{z}}+[\mathit{J}{}_0+\mathit{J}{}_1(u{}_d)+\mathit{J}{}_2(u{}_q)]\mathit{z}+\mathit{R}\mathit{z}=\mathit{\xi }(10)$

$\begin{array}{l}\mathit{\xi }=\mathit{\epsilon }-\{\mathit{{\rm M}}\dot{\mathit{x}}{}^{*}+[\mathit{J}{}_0+\mathit{J}{}_1(u{}_d)+\\ \mathit{J}{}_2(u{}_q)]\mathit{x}{}^{*}+\mathit{R}\mathit{x}{}^{*}\}(11)\end{array}$

可视为对 ASVG 系统的扰动。

定义系统能量函数为

${\rm H}=\mathit{z}{}^{\text{Τ}}\mathit{{\rm M}}\mathit{z}/2(12)$

对式(12)中 H 求导数得:

$\dot{{\rm H}}=\mathit{z}{}^{\text{Τ}}\mathit{{\rm M}}\dot{\mathit{z}}=-\mathit{z}{}^{\text{Τ}}\mathit{R}\mathit{z}+\mathit{z}{}^{\text{Τ}}\mathit{\xi }(13)$

由于 R 正定,若ξ=-K z,K=diag(k1,k2,k3),k1>0,k2>0,k3>0,则有

$\dot{{\rm H}}=-\mathit{z}{}^{\text{Τ}}(\mathit{R}+\mathit{{\rm K}})\mathit{z}(14)$

由式(12)(14)和 Lyapunov 定理可知:${\rm H}＞0‚\dot{{\rm H}}＜0$, 则误差变量z渐近收敛到0,即有

id→i*d,iq→i*q,Udc→U*dc (15)

由式(13)可知,取式(10)右边为ξ=-K z,可确保控制系统的 Lyapunov 稳定性,基于此,通过选择适当的平衡工作点,使系统获得期望的跟踪性能。

为了获得所期望的误差动态特性见式(16),由式(11)知,必须要求式(17)成立:

$\mathit{{\rm M}}\dot{\mathit{z}}+[\mathit{J}{}_0+\mathit{J}{}_1(u{}_d)+\mathit{J}{}_2(u{}_q)]\mathit{z}+\mathit{R}\mathit{z}=-\mathit{{\rm K}}\mathit{z}(16)$

$\begin{array}{l}\mathit{\epsilon }-\{\mathit{{\rm M}}\dot{\mathit{x}}{}^{*}+[\mathit{J}{}_0+\mathit{J}{}_1(u{}_d)+\mathit{J}{}_2(u{}_q)]\mathit{x}{}^{*}+\\ \mathit{R}\mathit{x}{}^{*}\}=-\mathit{{\rm K}}\mathit{z}(17)\end{array}$

所对应的矩阵方程为

$\begin{array}{l}\left[\begin{array}{c}L\dot{i}{}_d^{*}\\ L\dot{i}{}_q^{*}\\ \frac{2}{3}C\dot{U}{}_{\text{d}\text{c}}^{*}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{ccc}R& \omega L& \frac{u{}_d}{2}\\ -\omega L& R& \frac{u{}_q}{2}\\ -\frac{u{}_d}{2}& -\frac{u{}_q}{2}& \frac{2}{3R{}_{\text{d}\text{c}}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}i{}_d^{*}\\ i{}_q^{*}\\ U{}_{\text{d}\text{c}}^{*}\end{array}\right]=\\ \left[\begin{array}{c}U{}_{\text{m}}\\ 0\\ 0\end{array}\right]+\left[\begin{array}{l}k{}_{1}z{}_1\\ k{}_{2}z{}_2\\ k{}_{3}z{}_3\end{array}\right](18)\end{array}$

由式(18)第2行,可得控制变量uq:

$u{}_q=\frac{2}{U{}_{\text{d}\text{c}}^{*}}[\omega Li{}_d^{*}-Ri{}_q^{*}+k{}_2(i{}_q-i{}_q^{*})](19)$

由式(18)第3行,可得控制变量ud:

$u{}_d=\frac{2}{i{}_d^{*}}[-\frac{1}{2}i{}_q^{*}u{}_q+\frac{2U{}_{\text{d}\text{c}}^{*}}{3R{}_{\text{d}\text{c}}}-k{}_3(U{}_{\text{d}\text{c}}-U{}_{\text{d}\text{c}}^{*})](20)$

其中,k1～k3为阻尼项系数,适当调节该系数可使电流快速跟随参考值,实现期望的动静态性能。

2.2 电容电压控制器设计

在实现 ASVG 电流id渐近跟踪的基础上,设计直流侧电容电压的控制环节。在电流控制结构中增加一个外闭环,利用电容电压误差的反馈,设计PI控制器。这样,参考电流i*d通过Udc-U*dc 的比例和积分获得,则id渐近跟踪它的期望值i*d 为

$\{\begin{array}{l}i{}_d^{*}=-{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{d}\text{c}}y{}_1+w{}_1=-{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{d}\text{c}}(U{}_{\text{d}\text{c}}-U{}_{\text{d}\text{c}}^{*})+w{}_1\\ \dot{w}{}_1=-{\rm K}{}_{\text{Ι}\text{d}\text{c}}(U{}_{\text{d}\text{c}}-U{}_{\text{d}\text{c}}^{*})\\ i{}_d^{*}=-{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{d}\text{c}}(U{}_{\text{d}\text{c}}-U{}_{\text{d}\text{c}}^{*})-{\displaystyle \int {\rm K}}{}_{\text{Ι}\text{d}\text{c}}(U{}_{\text{d}\text{c}}-U{}_{\text{d}\text{c}}^{*})\text{d}t\end{array}(21)$

其中,KPdc、KIdc分别为比例增益与积分增益,与系统的稳定性有很大关系,取得过大可能引起系统动态响应剧烈波动,而通过分析的方法研究KPdc和KIdc的影响较为困难,可通过试探得到合适的值。

2.3 ASVG 安装点电压控制器设计

在实现 ASVG 电流iq渐近跟踪的基础上,设计 ASVG 安装点交流电压的控制环节。在电流控制结构中增加一个外闭环,利用 ASVG 安装点交流电压误差的反馈,设计 PI 控制器。参考电流i*q通过uac-u*ac比例和积分获得,iq渐近跟踪期望值i*q为

$\{\begin{array}{l}i{}_q^{*}=-{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{a}\text{c}}y{}_2+w{}_2=-{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{a}\text{c}}(u{}_{\text{a}\text{c}}-u{}_{\text{a}\text{c}}^{*})+w{}_2\\ \dot{w}{}_2=-{\rm K}{}_{\text{Ι}\text{a}\text{c}}(u{}_{\text{a}\text{c}}-u{}_{\text{a}\text{c}}^{*})\\ i{}_q^{*}=-{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{a}\text{c}}(u{}_{\text{a}\text{c}}-u{}_{\text{a}\text{c}}^{*})-{\displaystyle \int {\rm K}}{}_{\text{Ι}\text{a}\text{c}}(u{}_{\text{a}\text{c}}-u{}_{\text{a}\text{c}}^{*})\text{d}t\end{array}(22)$

将式(21)和式(22)代入式(19)和式(20),得到 ASVG 的综合控制规律为

$\begin{array}{l}u{}_q=\frac{2}{U{}_{\text{d}\text{c}}^{*}}[k{}_{2}i{}_q+\omega Li{}_d^{*}-(R+k{}_2)i{}_q^{*}]=\\ -\frac{2}{U{}_{\text{d}\text{c}}^{*}}\omega L[{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{d}\text{c}}(U{}_{\text{d}\text{c}}-U{}_{\text{d}\text{c}}^{*})+{\displaystyle \int {\rm K}}{}_{\text{Ι}\text{d}\text{c}}(U{}_{\text{d}\text{c}}-\end{array}$

$\begin{array}{l}U{}_{\text{d}\text{c}}^{*})\text{d}t2〗+\frac{2(R+k{}_2)}{U{}_{\text{d}\text{c}}^{*}}[{\rm K}{}_{\text{Ρ}\text{a}\text{c}}(u{}_{\text{a}\text{c}}-u{}_{\text{a}\text{c}}^{*})+\\ {\displaystyle \int {\rm K}}{}_{\text{Ι}\text{a}\text{c}}(u{}_{\text{a}\text{c}}-u{}_{\text{a}\text{c}}^{*})\text{d}t2\end{array}$

$+\frac{2}{U{}_{\text{d}\text{c}}^{*}}k{}_{2}i{}_q(23)$

$\begin{array}{l}\text{u}{}_{\text{d}}=\frac{2}{\text{x}{}_1^{*}}[-\frac{1}{2}\text{i}{}_{\text{q}}^{*}\text{u}{}_{\text{q}}+\frac{2\text{U}{}_{dc}^{*}}{3\text{R}{}_{dc}}-\text{k}{}_3(\text{U}{}_{dc}-\text{U}{}_{dc}^{*})2〗=\\ -\left[\text{Κ}{}_{{\rm P}dc}(\text{U}{}_{dc}-\text{U}{}_{dc}^{*})+{\displaystyle \int \text{Κ}}{}_{{\rm I}dc}(\text{U}{}_{dc}-\text{U}{}_{dc}^{*})d\text{t}\right]{}^{-1}\times \\ \{\frac{2\text{U}{}_{dc}^{*}}{3\text{R}{}_{dc}}-\text{k}{}_3(\text{U}{}_{dc}-\text{U}{}_{dc}^{*})+\frac{1}{2}[\text{Κ}{}_{{\rm P}ac}(\text{u}{}_{ac}-\text{u}{}_{ac}^{*})+\\ {\displaystyle \int \text{Κ}}{}_{{\rm I}ac}(\text{u}{}_{ac}-\text{u}{}_{ac}^{*})d\text{t}2〗\text{u}{}_{\text{q}}\}(24)\end{array}$

将式(23)和(24)所构成的控制器用方框图的形式表示,如图2所示。直流电容电压控制系统由电压外环和电流内环构成,电压外环调节器输出作为d轴电流指令值。其中,电容电压控制器用 PI 控制器,电流内环控制系统采用无源控制器。

ASVG 安装点电压控制系统也由电压外环和电流内环构成。交流电压控制系统由电压外环和电流内环构成,电压外环调节器输出作为q轴电流指令值。其中,交流电压控制器用 PI 控制器,电流内环控制系统采用无源控制器。

3ASVG 无源控制器仿真研究

本部分描述 ASVG 控制器在 Matlab 环境下的仿真结果。仿真所用的 ASVG 电路如图1所示,系统参数为:AC 电压源Um=115 kV,直流侧电容C的等效容量为310 μF,等效电阻Rdc=48 Ω,变压器电路的等效电阻R=0.6 Ω,等效电感L=18 mH,线路角频率为314 rad/s。直流母线电压 PI 控制器参数KPdc=0.15,KIdc=0.26;交流母线电压 PI 控制器参数KPac=1.95,KIac=10.26。

在仿真时间中的0.8～1.2 s的间隔内,突然增加负荷,在这种情况下,ASVG 安装点电压经历了电压骤降。图3(a)表明运行过程中的 ASVG 安装点电压的变化情况。可以看到,电压降落很小。图3(b)描述了电容器的电压变化情况。当 ASVG 完全投入运行时,直流侧电压增加到接近于44 kV,直流电压也具有很好的阻尼抑制作用,超调量相对很小。在扰动期间内,ASVG 从交流侧吸收有功功率,对电容器充电,保持所需要的电压水平。

从上面仿真研究可以看到,所设计的 ASVG 控制器在系统受到扰动期间内,能迅速改善抗扰性能。

4结论

本文提出了 ASVG 控制器的新颖非线性综合控制方案 PBC+PI。ASVG 的数学模型由 E - L 系统表示,非线性电流内环控制采用 PBC 无源控制,无源控制器的控制规律可基于线性系统模型获得,ASVG 安装点交流电压和电容器直流电压的双外环控制均采用 PI 控制。文中详细地探讨了这些控制器的设计方法和设计步骤,并分析了平衡点的函数稳定性。数字计算机仿真结果表明,所提出的综合控制器能在大干扰下提高系统的稳定性,能够快速有效地将 ASVG 安装点的系统电压波动控制在允许的范围内,同时直流电容电压能得到有效控制,表明了控制系统模型的正确性和所设计控制器的有效性。可见,该系统综合控制方案具有一定的应用前景。

摘要：先进静止无功发生器(ASVG)的控制方法是影响其补偿性能和效果的重要因素,其传统PI控制器结构简单,参数设计容易,但动态稳定性较差。为提高系统稳定性,将ASVG的数学模型用Euler-Lagrange系统表示,采用无源控制(PBC),设计ASVG的PBC控制器,从理论上保证ASVG系统的Lyapunov函数稳定性,但当系统出现干扰时ASVG安装点的系统交流电压和电容器直流电压波动太大。基于此,提出ASVG无源非线性综合控制方案,即:电流内环控制采用基于PBC的控制,ASVG安装点交流电压和电容器直流电压的双外环控制均采用PI控制,既保持了所提出的综合控制器能在大干扰下提高系统的稳定性,也能够快速有效地将ASVG安装点的系统电压和电容器直流电压控制在允许的范围内波动。具有ASVG的单机-无穷大系统的Matlab仿真结果表明了控制系统模型的正确性和所设计的综合控制器的有效性。

无源控制 篇9

Citation:HUANG Shigan, ZHU Xiaoqing, PENG Saizhang, et al..Control Strategy of VSC-HVDC System Supplying Power for Isolated Passive Load[J].The Journal of New Industrialization, 2015, 5 (3) :54‒60.

0引言

柔性直流输电技术 (VSC-HVDC) 的核心是电压源型换流器 (VSC) 。VSC换流器的控制比较复杂, 实现困难;特别是当电压等级比较高时, 多个换流器件之间的协调控制会更加困难, 因此研究VSC换流器的控制方法是VSC-HVDC技术研究的重点[1]。文献[2]利用VSC-HVDC的暂态数学模型, 研究了混合仿真技术。文献[3-5]通过分析dq0坐标系的VSC模型, 基于VSC-HVDC无功和有功是由交轴直流分量和直轴交流分量分别独立控制的结论, 设计了定交流电压控制器和定直流电压控制器, 其控制系统比较灵活和简便。

在直接电流控制策略的基础上, 本文发送端VSC1换流站采用的控制方法是定直流电压和定无功功率的组合, 接收端VSC2换流站采用的控制方法是定有功功率和定无功功率的组合。在此基础上, 研究AC侧线路的谐波, 并给出相应的滤波器结构和对应的选择方式。使用MATLAB进行建模仿真, 仿真结果表明, 所应用的控制策略能够很好地控制系统的稳定, 所应用的滤波器也很好的抑制了AC侧线路的谐波。

1VSC—HVDC系统的基本原理和数学模型

新型柔性直流输电技术 (VSC-HVDC) 以全控型、可关断器件构成的VSC为基础。换流器中的传统半控型晶闸管被全控型器件取代, 使得柔性直流输电系统对其所传输的无功功率和有功功率可以同时进行控制, 以及其向孤立无援负荷供电可以成为现实。

图1为VSC-HVDC输电系统的单线原理图, 两端的换流站都采用VSC结构, 它由换流站、换流电抗器、交流滤波器和直流电容器等部分组成。

建立VSC-HVDC系统的数学模型即是对电压源换流器VSC进行数学建模。因为组成VSC-HVDC系统的两个拓扑结构相同的VSC换流器, 通过文献[6]可知, 它们能够对Uc与控制角δ这两个参数进行同时控制, 从而可以实现对VSC-HVDC系统的无功功率和有功功率的独立控制, 使两个VSC能够分别作为VSC-HVDC系统中的功率的接收端和发送端, 实现能量四象限传输。VSC-HVDC系统接收端和发送端都使用VSC进行换流, 从而整流侧以及逆变侧的电压源型换流器电路拓扑结构相同, 如图2所示。

图中, 三相电网电压为Usa、Usb、Usc;三相对称电网相电流为ia、ib、ic;VSC开关管开关信号为Sa、Sb、Sc;三对开关管的上下导通和关断状态相反, 对于每一对开关管而言, 当上桥臂的开关管导通时, 下桥臂开关管关断;Udc为直流侧电压;L、R分别是滤波电抗器电感和电阻;C表示直流侧的电容;Uca、Ucb、Ucc表示VSC的输入电压。电压源换流器VSC在dq0同步旋转坐标系下数学模型由参考文献[7]得知, 具体如下:

式 (1) 中, ω表示系统的角频率, Rs, Ls为AC侧的电感参数, Ucd, Ucq, id, iq, Usd, Usq分别表示dq0旋转坐标系下交流电压电流电源的直轴和交轴分量, 电压源换流器侧控制电压直轴和交轴分量, 输入的是交流电流直轴和交轴分量。

此外, 根据文献[8]瞬时功率的理论, 稳态下, 换流器的开关损耗, 变压器损耗和换流电抗器中的电阻忽略后, 换流器VSC的AC侧的有功功率以及无功功率可以分别由以下公式表示:

稳态情况下, 假设VSC-HVDC系统三相对称运行, 并令AC侧A相的电压初相角为零, 若Us是三相对称电源的相电压的最大值, 有:

把式 (3) 代入前面的式 (2) 中, 由此可得:

通过式 (4) 可知, 假若交流系统是无穷大系统, Us通常情况下维持恒定, 流入换流器VSC的无功功率和有功功率分别与id和iq成线性关系, 所以, 通过分别控制无功电流和有功电流, 即可独立控制无功功率和有功功率。

2VSC—HVDC系统的控制策略

VSC-HVDC系统控制策略由实现方式的不同可以分化为间接控制和直接控制, 这两种控制策略都是为了达到对换流器的调制比和输出电压相角的控制的目的。

基于同步旋转坐标系 (dq0) 下的直接电流的控制策略原理如图3所示。由图3可知, 其基本结构主要有内环的电流控制器、外环的功率控制器、触发脉冲的生成环节和锁相同步以及同步坐标变换等环节构成。对于外环的功率控制器, 其主要形式为:无功功率控制器、有功功率控制器、直流电压控制器、交流电压控制器等。上述的控制器同时构成VSC-HVDC系统的基本控制方式。然而对于VSC-HVDC系统应用在不同的领域, 例如电网的背靠背互联、孤岛供电、大容量的风电场接入、多端的柔性直流输电并联运行、VSC-HVDC和传统的直流输电混合运行、VSC-HVDC和交流线路混合并联运行等, 它们具体的控制方式因情况而异。

定直流电压控制方式是VSC-HVDC系统中一种常用的控制模式, VSC-HVDC系统两端的有功功率要想维持平衡以及直流电压要想稳定, 则需要两端换流站种的其中一端使用直流电压控制, 其它换流站可以采用有功功率控制。所以说定直流电压控制方式在VSC-HVDC中具有很大的作用。

3VSC-HVDC系统的谐波及其抑制

对于柔性直流输电系统, 换流站的整流和逆变环节是尤为重要。换流站换相过程中, DC侧与AC侧电流电压中将产生很多的特征谐波, VSC的脉波数对特征谐波次数有影响, 在理想情况下, 系统没有非特征谐波, 只是含有特征谐波。但实际上, 直流输电运行中, 并不是理想的, 所以, 非特征谐波是存在的。

对换流器VSC的AC侧和DC侧的电压与电流的波形在通过傅立叶分析后便知道, 一个换流器VSC的脉动数为p, 在以上的假定情况下, AC侧谐波次数是m=kp+1或n=kp-1, 其中k是正整数, 则m次为正序, n次为负序, kp为DC侧谐波次数。

触发角与换相角影响AC侧的谐波电流, 其有效值随着谐波次数的增大而变小, 而触发角越小或者换相角越大, 则谐波电流越小。

DC侧特征谐波之电压和换相角有关, 触发角越大, 则其数值越大, 换相角和换相电抗、触发角以及直流电流有关。

所以, 对6脉动的VSC和12脉动的VSC的谐波特性分析可知, 12脉动的VSC更好。

在非理想情况下, DC侧与AC侧电流电压中产生的谐波, 除了特征谐波, 其余的谐波统皆是非特征谐波, 它的计算与分析相当复杂。

谐波危害大, 轻则电能质量降低, 重则电网事故被引发, 电网设备被损坏, 因此需要使用适当的措施, 尽量阻止谐波产生, 目前添加合适的滤波器为常用方法。

现在我们常用的滤波器有单调谐虑波器、双调谐虑波器、双调谐带高通特性滤波器、二阶之高通滤波器、三阶之高通滤波器和C型之阻尼滤波器。

单调谐波器阻抗较小, 适用于AC侧幅值大的低次特征谐波。例如, 单桥6次脉动换流器, 5, 7, 11, 13次等谐波需要分别安装这类谐波器。其余的高次谐波则采用高涌滤波器。

4VSC-HVDC系统的仿真分析

4.1VSC-HVDC系统仿真模型

利用Matlab 7.10/Simulink, 建立风电场向一个孤立的无源负荷供电的VSC-HVDC系统仿真模型如图4所示, 它由五部分组成:三相电源;VSC1 (整流子系统) ;DC line (直流输电线) ;VSC2 (逆变子系统) 和三相负载。

在稳态运行时, 整流站VSC1采用的控制策略是定无功功率和定有功功率的组合。逆变站VSC2采用的控制策略是定无功功率和定直流电压和组合。

三相电源参数设置为:三相线电压设为600V, 频率设为50Hz, 三相短路功率设为30MVA;直流输电线的总长为27km;三相负载参数设置为:三相额定电压线电压设为380V, 额定频率设为50Hz, 三相有功功率设为3MW, 三相感性无功功率设为0, 三相容性无功功率设为0。

直流电压参考值设为20KV, 有功功率的参考值设为30MW, 无功功率参考值设为零, 即单位功率因素控制。

如图5所示为VSC-HVDC Light稳态仿真波形。

系统的输入及输出电压波形分别如图5 (a) , (b) 所示.从仿真图中可知输入电压为600V, 输出电压为380V, 对比这两个波形可知VSC-HVDC Light两端电压实现了协调配合, 与理论值一致.

系统输入及输出有功功率和无功功率的波形分别如图5 (c) 和 (d) 所示。从仿真图中可知, 系统输入的有功功率能够跟踪所设定值30MW, 无功功率为0。而系统输出的有功功率比所设定的值30 MW略小, 这是因为功率传输的过程中, 直流输电线以及换流桥等设备存在损耗。

直流电压的仿真波形如图5 (c) 所示, 从图中可以看出直流电压和参考电压基本一致.但由于存在滤波电容对其的影响, 直流电压有了非常细微的波动, 但电压值稳定在20 k V。在定直流电压的控制下, VSC1和VSC2实现了有功功率的协调控制, 两端也实现了有功功率自动平衡的传输。

4.2VSC交流侧电压滤波前后仿真

VSC交流侧滤波器的参数设置, 滤波电感电抗设为10m H, 滤波电容三相额定线电压设为3000V, 额定频率设为50Hz, 三相容性无功功率设为3000var, 仿真波形如下:

从图7 (a) 和图7 (b) 两个仿真波形的对比可以看出, 滤波前, 输出的电压波形有大量的谐波分量, 很不规范, 正弦波形之轮廓很不明显;滤波后, 输出电压波形与标准的正弦波形基本接近, 谐波分量几乎没有。

5结论

仿真结果表明, 系统直流电压值稳定在给定值20KV。系统输入, 输出电压实现了协调配合, 输入输出有功功率实现了协调控制和自动平衡传偷, 各状态量都符合理论值。在逆变器交流侧线路所应用的滤波器也很好的抑制了该侧的谐波。

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无源控制 篇10

随着风力发电容量和输送距离的不断增加, 如何将发出的电能以较好的经济性和稳定性输送到电网是近些年来国内外研究的重点[1,2]。而将基于电压源换流器的柔性直流输电(VSC-HVDC) 应用于风电并网系统中具有诸多不可替代的技术和经济方面的优势[3,4,5]。

目前, 国内外对于采用VSC-HVDC的风电场并网技术已有一定的研究和探索。文献[6] 提出了经VSC- HVDC并网的远距离海上风电场的控制策略的研究; 文献[7-8] 提出了VSC-HVDC并网基于稳态逆模型结构与PI控制器相结合的控制策略; 现在最常用的VSC- HVDC风电场并网控制方法是基于d-q旋转坐标系下的电压矢量定向双闭环PID控制[9,10], 它通过控制输入电流, 可以实现有功与无功功率的解耦控制并且获得较好的稳态性能, 但是这种控制方法只是在某一运行点会具有比较好的控制性能, 且PID的参数整定比较困难。 文献[11-12] 是研究基于PC’HD模型的三相电压型整流器的控制方法, 在一定程度上提高了系统的性能, 但其所得到的控制规律中因含有输出变量而使得算法复杂, 不便于工程应用。由上述可知这些已有研究对于提高经VSC-HVDC并网的风电场性能[13]具有非常积极的推动作用, 但由于VSC-HVDC系统的高度耦合的非线性特征使得该系统总是难于得到较理想的控制效果,因此, 需要一种既有较好的控制性能又控制算法简单便于工程应用的控制方法。

针对上述问题, 本文对采用VSC-HVDC并网的风电场系统设计了一种基于端口受控耗散哈密顿(PCHD) 模型的互联与阻尼配置(IDA-PB) 控制器, 通过注入新的阻尼矩阵, 使系统能够较快的收敛到期望平衡点, 以实现直流侧电压恒定, 有功功率和无功功率独立解耦控制等目的。最后, 通过MATLAB/SIMULIK软件对所设计的控制器进行仿真验证。

2 VSC-HVDC在d-q旋转坐标系下的数学模型

采用VSC-HVDC并网的风电场系统的电路结构如图1所示, 两端换流站均采用具有相同拓扑结构的电压源换流器(VSC)。

建立d-q旋转坐标系下的数学模型[14]如下:

式中,usd、usq分别为风电场/ 交流电网侧电压的d、 q轴分量;ud、uq分别为两侧电压源换流器交流侧电压基波的d、q轴分量; isd、isd分别为风电场/ 交流电网侧电流的d、q轴分量;R、L分别为联结变压器加相电抗器的等效电阻以及等效电感。

d-q旋转坐标系下换流站与两端风电场和交流电网系统交换的有功和无功功率分别为

根据电压定向矢量控制 , 当d轴以电网电压相量定位时 , 即usq=0, 由式 (2) 可得故可知分别通过控制isd和isq就可以实现ps和qs的解耦独立控制。

3 VSC-HVDC换流器的PCHD模型

3.1 PCHD模型

端口受控哈密顿系统(PCHD) 模型[15,16]的标准形式为:

式中,x为状态变量,x ∈ Rn;J(x)、g(x) 为系统内联结构矩阵, 其中J(x) 是反对称矩阵;R(x) 为半对称正定的系统阻尼矩阵;H(x) 为系统能量函数, 即哈密顿函数;u、y分别为系统的输入和输出端口变量。

3.2换流器的PCHD模型

取状态变量为

系统的哈密顿能量函数为

将式(1) 改写为如式(3) 所示的PCHD标准形式为

3.3换流器的无源性

由式(6) 可得系统能量的变化率为

由R(x) ≥ 0可知 ,即系统所存储的能量不大于外部供给的能量 , 故系统为严格无源系统。

4 VSC-HVDC换流器的IDA-PB控制器的设计

期望稳定平衡点为根据IDA-PBC的控制原理[17,18], 为使系统可以渐近稳定在x*处 , 通过配置互联矩阵 , 加入新的阻尼矩阵以改变系统原来的能量函数 , 从而使得系统的PCHD模型变换为如下所示的结构 :

期望的能量函数为:

Ha(x) 为待定能量函数, 是系统通过控制函数注入到系统的能量。Jd(x)、Rd(x) 分别为期望的互联矩阵与阻尼矩阵。

此时, 为使闭环系统稳定, 需对给定的PCHD模型找到Ja(x)、Ra(x) 以及矢量函数K(x) 并满足

为使系统快速地收敛到x*, 需加速系统能量耗散 ,故注入适当的阻尼矩阵 , 令

根据系统保持结构性原则有

将式(11) 带入式(10) 得

展开式(12) 可得

根据可积性由稳定平衡点配置原则 , 在x*处K(x) 满足

建立状态变量与误差期望平衡点间的误差反馈系统式中 ,α,β > 0为平衡点变量的误差比例系数。则

又由, 可知

将式(14)(15) 代入式(9) 得

根据PCHD的Lyapunov稳定性要求

是正定的 , 故系统在x*处是Lyapunov稳定的。

将式(14) 带入式(13) 可得换流器在x*处的控制规律为

上式中由外环控制器得到 , 为了保持有功功率平衡和电压控制, 风电场侧换流器外环控制器采用定有功功率控制和定无功功率控制, 而电网侧换流器外环控制器采用定直流电压控制和定无功功率控制。两端换流器控制框图如图2所示, 当开关处于1位置时表示电网侧换流器控制结构, 当开关处于2位置时表示风电场侧换流器控制结构, 其中PLL是锁相环,PWM是脉宽调制。由图2可知, 通过比较给定的直流电压( 或有功功率)、无功功率与系统两侧检测到的直流电压( 或有功功率)、无功功率相结合, 分别通过外环PI控制器获得i*sd、i*sq的给定值, 并将其与两侧换流器三相电压经过park坐标变换所得到的isd、isq相结合, 通过IDA-PB控制器获得PWM波形发生器的输入信号,PWM波形发生器输出脉冲驱动换流器工作, 实现换流器输出跟随给定值。

就并网侧而言 , 在系统并网前 , 给定udcref=0、qref=0, 相应的换流器稳态时 , 其目标输出电压与电网侧电压空间矢量一致 , 因此在abc三相静止坐标系下 , 两者相对应的电压幅值、相位、相序以及频率都相同 , 符合风力发电场并网换流器的并网条件。

在系统并网后 , 改变给定值udcref、qref, 相应地也会发生变化 , 因此换流器目标输出电压的空间矢量也将发生变化 , 在控制器的控制下 , 换流器在满足其输出跟随给定值的条件下达到稳态 , 实现有效并网。

5仿真与结果分析

为了验证上述所设计的控制器的正确性和有效性, 在MATLAB/SIMULIK中搭建如图1所示的经VSC- HVDC并网的风电场系统并进行仿真验证。系统主要参数如下: 风电场额定电压为690V, 额定功率为16.5MW; 换流站额定交流电流为35k V, 额定容量为20MVA; 额定直流电压为100k V, 线路长为100km; 交流侧等效电阻为0.0127Ω, 电感为0.934m H, 电容为5m F; 直流侧等效电阻为0.1Ω, 电感为3m H; 系统注入阻尼r1=r2=50Ω, 比例系数 α=β=2; 系统仿真时间为3s。

5.1系统稳态运行

取上述参数, 系统正常稳态运行时, 仿真结果如图3、4所示。图3分别为风电场侧直流电压和有功、无功功率; 图4分别为电网侧直流电压和有功、无功功率。

由上述仿真结果可以看出, 系统可以在较短的时间内达到稳态, 调节时间较小, 且两侧的直流电压和有功、 无功功率超调量均较小。说明系统具有较好的动态性能。

5.2风电场侧发生功率阶跃响应

在t=1s时风电场侧发生有功功率阶跃响应,t=2s时发生无功功率阶跃响应, 系统仿真结果如图5、6所示。 图5分别为风电场侧直流电压和有功、无功功率。图6分别为电网侧直流电压和有功、无功功率。

由上述功率阶跃实验仿真结果可以得出, 所设计的控制器可以实现有功功率和无功功率的独立解耦调节。 且由图5和图6可以看出, 风电场侧的有功功率参考值发生变化后, 其传输的有功功率能快速地跟踪稳定值, 并重新达到平衡状态; 而当风电场的无功功率参考值发生变化时, 无功功率能迅速地达到新的稳态值。此外, 在功率调节过程中直流电压波动均较小。

5.3交流电网侧发生三相接地短路故障

在t=1s时, 交流电网侧发生三相接地短路故障, 持续时间1s。系统仿真结果如图7、8所示。图7分别为风电场侧直流电压和有功、无功功率。图8分别为电网侧直流电压和有功、无功功率。

上述仿真结果表明, 当交流电网侧发生三相接地短路故障时, 电网侧直流电压和功率都出现了较小幅度的波动,但在故障恢复后的较短时间内即可到达稳定状态; 而风电场侧直流电压仅发生了很小幅度的波动, 基本不受故障干扰, 说明该控制器不仅有较强的抗干扰能力, 且在扰动结束后能迅速地恢复到系统原来稳态值, 具有较强的鲁棒性。

6结束语

本文针对经VSC-HVDC并网的风电场系统由于高度耦合的非线性特征而难于得到理想控制效果的问题, 对其换流器设计了一种基于PCHD模型的IDA- PB控制器, 通过注入新的阻尼矩阵, 使系统较快的收敛到期望平衡点。该控制器控制规律简单, 具有较高的工程实用价值。仿真实验结果表明, 该无源控制器具有很好的静态性能, 快速的动态响应以及较强的抗干扰能力等优点。

摘要：对于采用柔性直流输电(VSC-HVDC)并网的风电场系统,基于其换流器在d-q旋转坐标系下数学模型,建立换流器的端口受控耗散哈密顿(PCHD)模型,采用互联与阻尼配置(IDA-PB)的控制理论,利用注入新的阻尼矩阵的作用,设计换流器的IDA-PB控制器。最后在不同的运行条件下,通过MATLAB/SIMULIK软件对所设计的控制器进行仿真验证,结果表明其具有较强的鲁棒性和良好的动、静态性能。